Поиск по сайту

4.2. Транзисторные ключи

Транзисторные ключи выполняются на биполярных или полевых транзисторах. В свою очередь ключи на полевых транзисторах делятся на МДП-ключи и ключи на полевых транзисторах с управляющим р—га-переходом.

Ключи на биполярных транзисторах делятся на насыщенные и ненасыщенные. При анализе транзисторных ключей рассматривают два режима — статический и динамический.

В статическом режиме анализируется закрытое и открытое состояние ключа. В закрытом состоянии ключа на его входе низкий уровень напряжения (сигнал логического нуля), при котором оба перехода смещены в обратном направлении (режим отсечки). При этом коллекторный ток определяется только тепловым током.

При использовании ключа в логических интегральных схемах, в которых обычно применяются транзисторы типа п—р—п, запирающее напряжение положительно и в этом случае имеет место только "условное" запирание транзистора, когда его эмиттерный переход смещен в прямом направлении; однако уровень действующего на его входе напряжения меньше порогового уровня, равного около 0,6 В, и коллекторный ток транзистора относительно мал, т.е. составляет лишь единицы процентов от тока открытого транзистора.

В открытом состоянии ключа на его входе высокий уровень напряжения (сигнал логической единицы). При этом возможны два режима работы открытого транзистора — работа в линейной области выходной характеристики или в области насыщения.

В активной области эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный — в обратном, при этом для кремниевых транзисторов напряжение на эмиттерном переходе составляет около 0,7 В и коллекторный ток практически линейно зависит от тока базы.

В области Насыщения оба перехода транзистора смещены в прямом направлении и изменение тока базы не приводит к изменению коллекторного тока. Для кремниевых транзисторов ИС напряжение на смещенном в прямом направлении р—n-переходе составляет около 0,8 В, для германиевых оно равно 0,2…0,4 В.

Насыщение ключа достигается увеличением тока базы. Однако при некотором его значении, которое называется базовым током насыщения „, дальнейший рост тока базы практически не приводит к росту коллекторного тока насыщения , при этом напряжение на коллекторе (с учетом коллекторной нагрузки) составляет несколько десятков или сотен милливольт (в ИС около 0,1…0,2 В). Одной из важных характеристик ключа в режиме насыщения является параметр 8 — коэффициент насыщения, равный отношению 1кн/1бн- На границе насыщения 8=1. С увеличением коэффициента насыщения ключа увеличивается его нагрузочная способность, уменьшается влияние различных дестабилизирующих факторов на выходные параметры ключа, но ухудшается быстродействие. Поэтому коэффициент насыщения выбирается из компромиссных соображений, исходя из условий конкретной задачи.

Быстродействие ключевого элемента определяется максимально допустимой частотой следования входных переключающих сигналов. Очевидно, что оно зависит от общей длительности переходного процесса, определяемой инерционностью транзистора и влиянием паразитных параметров (например, перезарядом паразитных емкостей в процессе переключения). Часто для характеристики быстродействия ключевого (логического) элемента используется среднее время задержки сигнала при его передаче через элемент. При конечной длительности фронта входного сигнла задержки включения и выключения отсчитываются на 10- или 50-процентных уровнях входного и выходного сигналов.

Взаимодействие ключей друг с другом осуществляется через элементы связи. Если уровень напряжения на выходе первого ключа высокий, то на входе другого ключа должен быть уровень, при котором второй ключ открывается и работает в заданном режиме, и, наоборот, если первый ключ открыт, то на входе второго ключа должен быть достаточно низкий уровень, при котором второй ключ закрыт. Цепь связи оказывает существенное влияние на переходные процессы, возникающие при переключении, и, следовательно, на быстродействие ключей. Используемые в ключевых устройствах элементы связи показаны на рис. 8.10.

Ключевой каскад на рис. 8.10, а представляет собой каскад по схеме с ОЭ, на входе которого включен резистор Rb, обеспечивающий при заданном входном напряжении Ui требуемый ток насыщения базы

(8.6)

где Ub.=(0,7…0,8) В — напряжение база-эмиттер открытого транзистора (здесь и далее имеются в виду кремниевые транзисторы); S=1,5…2 — коэффициент насыщения; В — коэффициент усиления транзистора по току; и,н=(0,1…0,2) В — напряжение на коллекторе открытого транзистора; Ucc — напряжение питания.

Выберем в качестве примера ключевой каскад, используемый в микросхемах транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ). Для них Ucc=5 В, нормируемое минимальное входное напряжение логической единицы Ui=2,4 В. Следовательно, при наихудшем сочетании паоаметоов из (8.6} получаем тпебуемое сопоотивление резистора:

Когда с предыдущего каскада поступает сигнал логического нуля Ui=0,2 В, транзистор закрыт не полностью. Кроме того, к указанному значению входного напряжения добавляется и падение напряжения на сопротивлении в цепи базы от коллекторного теплового тока. Для компенсации этих составляющих сигнала логического нуля и обеспечения при этом режима отсечки транзистора в классической схеме ключевого каскада предусматривается источник компенсирующего тока, образованного резистором Rbz и источником напряжения -Ub.

Показанный на рис. 8.10, а конденсатор Си называется ускоряющим, он предназначен для повышения быстродействия ключа. Благодаря ему увеличивается отпирающий базовый ток в момент появления сигнала логической единицы и ускоряется процесс запирания транзистора при сигнале логического нуля, поскольку в этом случае ускоряющий конденсатор будет создавать на базе запирающее напряжение отрицательной полярности.

Второй метод повышения быстродействия транзисторного ключа заключается в применении отрицательной обратной связи (рис. 8.10, б). Сущность способа заключается в предотвращении насыщения транзистора за счет использования в цепи отрицательной обратной связи диода VD. Пока напряжение база-коллектор больше падения напряжения на сопротивлении Ro, этот диод заперт, обратная связь отсутствует. При увеличении входного сигнала (и соответственно входного тока) увеличивается и ток коллектора. При достаточно большом входном сигнале напряжение база-коллектор становится равным падейию напряжения на сопротивлении резистора Ro, диод VD отпирается и начинает действовать отрицательная обратная связь. Теперь рост базового тока мало влияет на режим транзистора, так как значительная часть входного тока протекает в этом случае непосредственно через диод и транзистор не переходит в режим насыщения.

Рассмотренный метод применительно к интегральным микросхемам реализуется с помощью диодов Шотки, подключаемых параллельно переходу база-коллектор транзистора, при этом такая комбинация в интегральном исполнении составляет единую структуру — транзистор Шотки.

Существенного повышения быстродействия ключа на рис. 8.10, б можно добиться только при использовании диодов, имеющих малое время восстановления. Если применять низкочастотные диоды, в которых велико время рассасывания заряда, накопленного в базе, то эффект от введения нелинейной обратной связи будет незначителен. В этом случае диоды Шотки незаменимы. Они имеют малое время восстановления (не более 0,1 нс), низкое напряжение отпирания (около 0,25 В) и малое сопротивление в открытом состоянии (около 10 Ом). При применении диодов Шотки отпадает необходимость во введении дополнительного напряжения смещения. Это обусловлено тем, что диод отпирается при более низком напряжении между коллектором и базой, когда транзистор еще находится на границе активного режима.

Недостатки ненасыщенного транзисторного ключа сводятся к следующему:

1. Падение напряжения на открытом ключе больше, чем в насыщенном режиме (порядка 0,5 В).

2. Ухудшается помехоустойчивость, что объясняется более высоким входным сопротивлением в открытом состоянии, в результате чего различные помехи, например, скачки напряжения питания, приводят к изменениям напряжения на транзисторе.

3. Температурная стабильность ненасыщенного ключа значительно хуже, чем у насыщенного.

Рассмотрим простейший транзисторный ключ (рис. 8.11). Напряжение питания ключа выбрано небольшим (0.5 В), чтобы можно было продемонстрировать на экране осциллографа падение напряжения на открытом ключе. На рис. 8.11 представлена также лицевая панель функционального генератора с установленными режимами его работы.

Результаты моделирования схемы на рис. 8.13 приведены на рис. 8.14, откуда видно, что падение напряжения на открытом ключе при токе коллектора около 0,5 мА составляет 40 мВ (при напряжении на базе около 0,8 В), т.е. является достаточно большим, что является серьезным ограничением при использовании таких ключей в коммутаторах аналоговых сигналов.

Рис. 8.11. Простейший ключ на биполярном транзисторе

Ключи на полевых транзисторах с управляющим р—га-переходом применяют в различных коммутаторах аналоговых сигналов. Их существенными преимуществами перед ключами на биполярных транзисторах являются:

1) малое остаточное напряжение на ключе в проводящем состоянии;

2) высокое сопротивление в непроводящем состоянии и, как следствие, малый ток, протекающий через закрытый ключ;

3) малая потребляемая мощность от источника управляющего напряжения;

4) достаточно хорошая развязка между источником управления и источником коммутируемого сигнала;

5) возможность коммутации электрических сигналов низкого уровня (порядка микровольт).

Базовые схемы ключей на полевых транзисторах с управляющим р—п-переходом показаны на рис. 8.13 [48]. Коммутируемый сигнал подается на вход Ui и снимается с выхода Uo (Rn — сопротивление нагрузки). Сигнал управления подается на вход Uu. Для запирания ключа на затвор транзистора подается напряжение, которое должно превышать напряжение стока и истока на величину, большую напряжения отсечки на 2…3 В, но не превышающую для конкретного транзистора предельно допустимых значений.

В закрытом состоянии сопротивление ключей достаточно велико (более 10" Ом). Оно определяется не только сопротивлением канала, но и током обратно смещенного р—п-перехода затвор-сток. В закрытом состоянии емкость между управляющим электродом и цепью переключаемого сигнала составляет 3…30 пФ.

В открытом состоянии ключа напряжение на управляющем электроде близко к нулю и зависит от значения коммутируемого напряжения Ui и сопротивления нагрузки Rn. Это обусловлено тем, что при увеличении напряжения на истоке транзистора и неизменном потенциале затвора напряжение затвор-исток отлично от нуля и транзистор частично заперт, при этом сопротивление сток-исток увеличится и падение напряжения в канале сток-исток возрастет. Для ключа, работающего в режиме прерывателя, когда напряжение Ui может меняться в широких пределах, это является существенным недостатком. Поэтому в таких случаях необходимо применять схемы, обеспечивающие автоматическую стабилизацию напряжения между затвором и каналом. На схемах рис. 8.13 эту роль выполняет последовательно включенный в цепь затвора диод VD, который для запирающего напряжения включен в прямом направлении. Если напряжение управления выбрать больше максимально возможного значения коммутируемого напряжения, то при подаче открывающего напряжения р—га-переход затвора открывается, а диод VD закрывается. В этом случае при изменениях коммутируемого напряжения р—n-переход останется открытым и сопротивление его канала останется неизменным. Для этой же цели в схеме на рис. 8.13, б между истоком и входом ключа дополнительно включается высокоом-ный резистор R. Используемый в схеме на рис. 8.13, а конденсатор С предназначен для ускорения процесса перезарядки емкостей затвор-исток и затвор-сток.

Схема для исследования ключа на полевом транзисторе показана на рис. 8.14, а. Кроме собственно ключа в схеме используется функциональный генератор в качестве источника коммутируемого сигнала с внутренним сопротивлением Ri, осциллограф для контроля сигнала на входе (канал А) и выходе (канал В) ключа, вольтметр для измерения сигнала управления Uu на выходе цепи управления, состоящей из ключа на биполярном транзисторе VT2 и переключателя Z, управляемого одноименной клавишей клавиатуры. В положении переключателя, показанном на рис. 8.14, а, на базу транзистора VT2 подается через резистор R1 сигнал условной логической единицы от источника коллекторного питания Ucc. При этом транзистор VT2 открыт и на его выходе формируется низкий потенциал (73,7 мВ) сигнала управления, при котором основной ключ на транзисторе VT1 должен быть открыт, что и подтверждается результатами осциллографических измерений на рис. 8.14,6.

На экране осциллографа (рис. 8.14, б) зафиксированы двухполярные входной (А) и выходной (В) сигналы. То, что сигналы двухполярные, подтверждается выбором режима работы функционального генератора (установка OFFSET — наличие постоянной составляющей) и осциллографа, где установки Y POS показывают, что осевые линии смещены на 2 деления вверх для канала А и на 2 деления вниз для канала В.

Из осциллограмм на рис. 8.14, б видно также, что выходной сигнал несколько меньше входного. Для измерения этой разницы зажим заземления осциллографа

GROUND, который по умолчанию подключается к общей шине (по этой причине такое подключение в большинстве случаев и не показывается), подключим к каналу В (см. рис. 8.15, а). Такое подключение позволяет измерить падение напряжения коммутируемого сигнала на исследуемом ключе. Результаты осциллографических измерений для этого случая показаны на рис. 8.15, б, откуда видно, что падение напряжения коммутируемого сигнала на ключе составляет около 170 мВ (двойная амплитуда), причем сигнал асимметричен примерно в соотношении 1:3, т.е. для отрицательного и положительного сигналов сопротивление ключа различно. Дополнительные исследования схемы на рис. 8.15, а показали, что падение коммутируемого сигнала на ключе и его асимметрия существенно зависят от напряжения отсечки полевого транзистора (параметр VTO в окне характеристик транзистора). После увеличения этого напряжения до -10 В для разностного сигнала были получены результаты, которые представлены на рис. 8.15, в, откуда видно, что падение коммутируемого сигнала на ключе уменьшилось до 72 мВ, а асимметрия — до 5 мВ, что в 13 раз меньше по сравнению с предыдущим случаем. Следовательно, для получения удовлетворительных результатов при разработке коммутатора аналоговых сигналов на базе полевого транзистора с управляющим р—n-переходом необходимо выбирать транзисторы с большим напряжением отсечки, что позволит получить более линейную передаточную характеристику.

МДП-ключи могут быть реализованы на МДП-транзисторах как с индуцированным, так и со встроенным каналом. Однако последний тип МДП-транзисторов нашел ограниченное применение на практике, поэтому дальнейшее рассмотрение проведем применительно к МДП-ключам с индуцированным каналом.

Отметим, что в статическом режиме входное сопротивление МДП-ключей достаточно большое (1012 Ом и более), а потребляемый от источника питания ток по сравнению с ранее рассмотренными ключами ничтожно мал (единицы микроампер). Однако на переменном токе потребляемая мощность существенно возрастает за счет перезаряда паразитных емкостей и на сравнительно высоких частотах достигает значений, характерных для биполярных транзисторов.

Базовые схемы МДП-ключей показаны на рис. 8.16. На рис. 8.16, а показана схема простейшего ключа на МДП-транзисторе с индуцированным каналом р-типа. Для отпирания транзисторов рассматриваемых схем на их затвор нужно подать отрицательное напряжение Ui, превышающее напряжение на остальных электродах на величину, большую порогового напряжения затвор-исток Ugsh, при котором и создается (индуцируется) токопроводящий канал, характеризующийся уменьшением сопротивления по мере увеличения (до предельно допустимого) напряжения затвор-исток U,„ когда сопротивление канала минимально. При этом в первом приближении можно пренебречь падением напряжения на транзисторе и считать, что потенциалы стока и истока у открытого транзистора приблизительно одинаковы.

Сопротивление индуцированного канала Ra. при заданных напряжениях Up, и Up,h определяется графически с помощью выходных характеристик или аналитически из приближенного выражения:

— удельная крутизна транзистора; е' — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика между затвором и полупроводником; е — диэлектрическая проницаемость вакуума; M — подвижность носителей заряда; d — толщина диэлектрика под затвором; z — ширина канала; L — длина канала; U'dsh, — эквивалентное пороговое напряжение.

Типичное значение К°60 мкА/В, эквивалентное пороговому напряжению U'dsh. отличается от Udsh, вследствие того, что сопротивление канала Rd зависит также от напряжения на подложке Ц, в соответствии с выражением: U'dsh=Udsh+GUb, где G — коэффициент влияния подложки, равный отношению приращения напряжения Ug. к изменению напряжения на подложке Чь при постоянном токе стока. Для схемы на рис. 8.16, a U'dsh=Udsh. поскольку подложка соединена с истоком.

Следует заметить, что при интегральном выполнении ключа на рис. 8.16, а в качестве сопротивления нагрузки стока Rd используется МДП-транзистор, что позволяет существенно уменьшить занимаемую ключом площадь, поскольку резистор в интегральном исполнении занимает значительно большую площадь, чем транзистор.

МДП-ключ на рис. 8.16, б отличается от своего предшественника тем, что его входное (коммутируемое) напряжение в общем случае может быть разнополярным, однако для этого требуется специально сформированный сигнал управления. Анализ этого ключа показывает [48], что коэффициент передачи коммутируемого сигнала зависит от величины его напряжения. Для уменьшения погрешности, возникающей в результате наличия нелинейности коэффициента передачи, целесообразно увеличивать сопротивление нагрузки Rn.

Схема для исследования ключа по схеме рис. 8.16, а показана на рис. 8.17, а. Кроме МДП-ключа она содержит источник питания подложки +Ub и два источника управления +Uu и -Uu, которые поочередно подключаются к затвору транзистора с помощью переключателя Z. При подключении к затвору транзистора источника +Ub передача коммутируемых сигналов через ключ прекращается. Результаты моделирования схемы на рис. 8.17, а при указанных на ней значениях параметров показаны на рис. 8.17, б.

Для измерения падения коммутируемого напряжения на ключе подключим зажим заземления осциллографа ко входу канала В. Из результатов осциллографических измерений (рис. 8.17, в) видно, что падение напряжения на ключе составляет около 24 мВ, а асимметрия — 1 мВ, что заметно лучше по сравнению с ключом на полевом транзисторе.

Контрольные вопросы и задания

1. Если рассматривать транзисторный ключ как усилительное устройство, то к какому классу таких устройств его можно отнести по режиму работы?

2. В схеме ключа на рис. 8.11 установите напряжение питания 10В. Исследуйте зависимость падения напряжение на открытом ключе Ukn от тока коллектора при изменении сопротивления Rk от 10 кОм до 100 Ом. Напишите формулу для расчета коллекторного тока.

3. В схеме ключа на рис. 8.11 исследуйте зависимость напряжения на коллекторе транзистора при напряжении питания 10 В и коллекторном сопротивлении 100 Ом от коэффициента усиления тока транзистора В, который задается в окне его параметров. Напоминаем, что перед редактированием параметров компонента необходимо организовать отдельную библиотеку, а затем скопировать в нее модель интересующего Вас компонента.

4. С помощью схем на рис. 8.14, а и 8.15, а исследуйте зависимость выходного сигнала от управляющего напряжения (задается изменением напряжения питания Ucc).

5. Для схемы на рис. 8.15, а исследуйте зависимость падения напряжения на ключе коммутируемого сигнала и его асимметрии от напряжения отсечки полевого транзистора и амплитуды коммутируемого сигнала. При выполнении первой части задания придерживайтесь рекомендаций п. 3.

6. В схеме МДП-ключа на рис. 8.17, а установите предельные значения напряжений на подложке и затворе МДП-транзистора, обеспечивающих коммутацию однополярных и двухполярных сигналов.

7. С помощью схемы на рис. 8.17, а исследуйте зависимость падения напряжения на МДП-транзисторе коммутируемого сигнала от напряжения на подложке и затворе.